为什么插损少了一点点？网分校准方法比较
发布日期:2019-07-25
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在使用矢量网络分析仪时，仪表测试端口与被测物之间常常会加入一些连接器件，如电缆、射频转接接头等，同时仪表的端口在整个测试频段范围内不可能保证都是50Ohm，仪表内部不同信号通路的频率响应会有差别，仪表内部耦合器的方向性也会有差异，种种差异累加起来会导致在使用网分测量时如果不进行任何修正，测量值与被测物的真实值会有比较大的偏差。因此我们需要通过一系列的过程得到能反映这些差异的修正系数，在实际测量时使用这些修正系数对测量值进行修正，得到被测物的真实值。求得这些修正系数的过程就是我们使用网分时最常做的一个动作，校准，或者叫误差修正。
通过对网络分析仪测量链路的分析可以建立测量过程中的误差项模型，目前两端口网分的最常用的误差模型主要为十二误差项模型与八误差项模型（见图1）。
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这两种模型之间没有本质区别，八误差项模型相比十二误差项模型忽略了网分收发通道之间的串扰（一般情况下串扰小于网分接收机底噪），同时对负载匹配与源匹配之间的区别另外进行了考虑。根据以上误差项模型就可以列出由测量值计算出被测物真实值的方程。
如果误差模型中各误差项已知，那么可以通过测量值来计算出被测物的真实值，这就是校准后的测量过程。反而言之，如果被测物的真实S参数已知，那么可以列出以误差模型中误差项为未知数的方程，通过对多个已知S参数的被测物的测量可以形成方程组，从而得到误差模型中的各误差项。求得误差项的过程就是网分的校准，校准时使用的已知S参数的被测物就是校准件。
从理论上来说，任何已知S参数的被测物都可以作为校准件使用，但是为了保证批量制造校准件的一致性以及尽量减小校准计算时的误差，目前网络分析仪校准一般都是使用Open、Short、Load和直通这几个标准件来进行校准。开路、短路和负载校准件都有明确的定义，直通校准件则不同。我们常常把直通件的S参数定义为S11=S22=1，S21=S12=0，但是实际使用时往往将一个接头适配器作为直通件使用，这时直通件会有一定的损耗和时延，前述的S参数定义就不适用了。根据校准时对直通校准件的不同处理方法，可以把校准方法分为分为SOLT（Short-Open-Load-Thru）与SOLR（Short-Open-Load-Reciprocal）两种。
1）SOLT校准方法： 这种校准方法使用的直通校准件需要有明确的定义，或者通过某种变通的方法将直通校准件对测试的影响进行消除。对SOLT校准方法中对直通件的处理有以下几种处理形式： a.Flush Through 这是对直通件最简单但是也是最多被误用的处理方法。这种处理方法将直通件定义为一个S11=S22=0，S21=S12=1的微波器件，如同我们对直通件最常用的定义。但是，该定义仅仅在测试射频口为同种接头的一公一母时才能得到正确的校准结果，否则会导致测量插损时幅度与相位都会与真实值之间出现差异。后文将详细讲述这些差异。 b.已定义直通件 这里将直通件看作一小段接头回损极小的传输线，我们校准时充当直通件的适配器就符合这种处理方式。如果将这段传输线的时延以及损耗都进行定义，直通件的各项S参数也就随之确定，由此可以计算得到准确的误差项，并且在后续测试中得到准确的测试结果。 c.等同适配器替代 我们在进行校准时往往会使用一个公-公或者母-母的适配器作为直通件，为了在测试时去除这一转接器在损耗和时延上的影响，可以另外再准备一个公-母的适配器，并且使这一适配器的时延与损耗与校准时使用的适配器完全一致。测试时在某一端口上将这个适配器加上就可以去除校准时使用适配器的影响。 这也是很多校准件中采用的方法。如某家校准件中就包含了三个适配器（公-公、母-母、公-母），这三个适配器具有相同的损耗和时延，可以在测试和校准中进行替代。 d.使用Adapter removal方法 当某一双端口器件具有S21=S12这一特征时（对于适配器来说这一点必然成立），将该器件某一端口与已校准网分连接，在另一端口分别连接开路、短路及负载校准件的情况下测量某一端口的回损，这样就可以得到该器件的S参数情况。Adapter Removal就是使用这样的方法，在校准完成后将直通件测试所使用的适配器连接在某一端口上，然后再做一次单端口校准测试，得到适配器的S参数情况，由此可以算出准确的误差项，从而在后续测试中得到准确测试结果。这种处理方法常常在两端测试端口类型不一致时（如一端为同轴接口，另一端为波导口）采用。 SOLT校准对直通件处理的四种方案各有优缺点： Flush through处理是最简单也最常被采用的，但是这一处理方法也是被使用者误用最多的。使用者往往使用一个适配器作为flush through使用，这样不仅会将适配器的损耗计入被测件的插损中，还会因为时延没有考虑，使相位测量出现差错，导致对网分的源匹配和负载匹配的估计出现错误，在测量较大插损器件时会出现比较大的误差。
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图3 忽略直通适配器损耗和时延后的测量结果
图3为对一个滤波器进行测试的结果比较，其中青色曲线为将适配器作为flush through后的测量结果，棕色线为考虑适配器时延后的测量结果。可以看到当插损较大时测量结果中出现了明显的纹波，两条曲线插损最大的差别超过了2dB。
对于flush through的误用在对滤波器、线缆等小插损器件进行测量时带来的差错足以影响被测物是否能达到所要求的限值。
已定义直通件以及等同适配器替代处理虽然能在插损测试时得到比较准确的结果，但是由于所使用的适配器阻抗不可能在测量全频段内都做到绝对等于特征阻抗，因此在进行回损测试时会带来较大误差。
Adapter removal从理论上可以同时得到准确的插损和回损测量结果，但是使用这种方法时实际是在校准过程中增加了三次测量过程，多出的测量过程所带来的误差会累加到校准误差中，最后使测量时的误差增加。
总的来说，SOLT方法在理论上可以得到精确的校准结果，但实际操作时有可能带入额外误差。
2）SOLR校准方法： SOLR校准方法中把直通校准件作为unknown through来处理，即直接把直通校准件的S参数也作为方程的未知数来进行求解，这样得到的结果将直通件的回损、损耗和时延都考虑进了误差项的求解，从而保证在后续测量中能够得到准确的测量结果。对于两端测试接口不同的测试场景来说，这种方法几乎是唯一能达到同时精确测量被测物全部S参数的方法。
在SOLR方法中对于直通件唯一的要求是互易，即S12=S21，大部分被动微波器件都满足这个要求。出于对校准后测试准确度的考虑，还会要求直通件插损不要太大，一般来说插损不超过20dB就可以保证相当好的测试精度。 实际在进行SOLR校准时，是将直通件S11、S22和S21^2作为未知数，通过测试所得方程组来进行求解。由于最后计算S21时可能有两个结果，两者之间存在相位差，因此需要对直通件的时延进行估计。 由于SOLR在校准后可以直接得出直通件的S参数，因此常常将被测物当作直通件使用，这样能够更准确的进行测试，减少测量时多次连接带来的误差。 SOLR虽然在校准算法上比SOLT更加复杂，但是对于实际操作来说由于不需要对直通件参数有明确定义，因此降低了校准时对操作要求，现代的矢量网络分析仪一般都推荐使用SOLR方法来进行校准。
回到本文开头提到的我司SP809A型矢网与某品牌插损存在差异的问题，这一差异完全来自不同校准方法在实际操作中的不同，特别的来自对SOLT校准中flush through处理方法的误用。当两台仪表采用同一校准方法后对一个全频段插损在1～3dB的器件进行测量，可以看到全频段插损测试差异在0.005dB到0.015dB之间（见图4），可以认为这样的差异来自两台仪表校准、测试连接过程中的带来的正常误差。
虽然对SOLT与SOLR两种校准方法之间确实存在一定的差异，但实际使用中，只要两种方法使用正确，那么对同一被测物进行测试都是可以得到一致的测试结果的。实际上，对于矢量网络分析仪而言，由于校准过程是确定测试时仪表对测试准确度产生影响的误差项的过程，在校准过程没有错误，所使用校准件参数一致的情况下，都能做到在校准后准确测量被测物的S参数，仪表本身的差异以及测量通道、接口参数的影响都可以在校准中消除，这些影响只对测量的稳定性产生作用。所以单单比较两台网分对同一被测物测量结果的差异其实并不能反映出仪表的性能好坏。那么对于网分来说，应该从哪些方面来评判其性能呢？
我们认为对于网分来说，在频率范围与软件功能满足测试需求的前提下，以下几个指标在评判性能时是需要特别注意的。首先是稳定性，如果网分内部参数随时间有较大变化，校准所得到的误差项就无法反映测试时的应有误差，从而导致测试结果与实际结果的差异随时间而改变，网分的测量结果随时间产生漂移，校准好的仪表过一段时间就必须要重新校准。其次是动态范围，它直接决定了网分的测量能力。对于某些高抑制比的器件，如滤波器等，动态范围小的仪表要么根本无法测试，要么需要减小中频带宽来降低底噪，从而降低测试速度。最后是迹线噪声，它反应的是每个频点上的测试噪声情况。减小中频带宽同样能降低迹线噪声，但同时也会降低测试速度。此外测试速度虽然不属于网分测试性能的核心指标，，但是对于某些应用场景，特别是生产场景非常重要，直接关系到生产效率的高低。
我们公司推出的SP809A矢量网络分析仪在以上这几个方面都有突出的表现。这台仪表10Hz中频带宽下的动态范围超过135dB，能对抑制超过110dB的微波器件进行快速测量。同时它还具有高度的稳定性，S21在48小时内测试值漂移小于0.03dB。迹线噪声水平也处于前列，传输迹线噪声小于0.002dBrms。此外，这台仪表的测试速度也极为突出，未校准情况下，100kHz中频带宽时201点扫描时间小于3.1ms。这台仪表对于滤波器、射频线缆、天线及多端口微波器件测试场景极为适用，能够帮助客户应对高强度测试环境的挑战。
参考文献： 1.Joel P. Dunsmore , Handbook of Microwave Component Measurements, Wiley publication 2.Ferrero, A. and Pisani, U. (1992) Two-port network analyzer calibration using an unknown ‘thru’. Microwave and Guided Wave Letters, IEEE, 2(12), 505–507 3.T. Reveyrand. Unknow Thru Calibration Algorithm, NVNA User’s Forum – INMMiC 2018 4.https://coppermountaintech.com/conducting-calibration-with-the-solr-unknown-thru-method/
通过对网络分析仪测量链路的分析可以建立测量过程中的误差项模型，目前两端口网分的最常用的误差模型主要为十二误差项模型与八误差项模型（见图1）。
图1 网络分析仪校准误差模型
（1）十二误差项模型（前向）；（2）十二误差项模型（后向）；（3）八误差项模型
这两种模型之间没有本质区别，八误差项模型相比十二误差项模型忽略了网分收发通道之间的串扰（一般情况下串扰小于网分接收机底噪），同时对负载匹配与源匹配之间的区别另外进行了考虑。根据以上误差项模型就可以列出由测量值计算出被测物真实值的方程。
如果误差模型中各误差项已知，那么可以通过测量值来计算出被测物的真实值，这就是校准后的测量过程。反而言之，如果被测物的真实S参数已知，那么可以列出以误差模型中误差项为未知数的方程，通过对多个已知S参数的被测物的测量可以形成方程组，从而得到误差模型中的各误差项。求得误差项的过程就是网分的校准，校准时使用的已知S参数的被测物就是校准件。
从理论上来说，任何已知S参数的被测物都可以作为校准件使用，但是为了保证批量制造校准件的一致性以及尽量减小校准计算时的误差，目前网络分析仪校准一般都是使用Open、Short、Load和直通这几个标准件来进行校准。开路、短路和负载校准件都有明确的定义，直通校准件则不同。我们常常把直通件的S参数定义为S11=S22=1，S21=S12=0，但是实际使用时往往将一个接头适配器作为直通件使用，这时直通件会有一定的损耗和时延，前述的S参数定义就不适用了。根据校准时对直通校准件的不同处理方法，可以把校准方法分为分为SOLT（Short-Open-Load-Thru）与SOLR（Short-Open-Load-Reciprocal）两种。
1）SOLT校准方法： 这种校准方法使用的直通校准件需要有明确的定义，或者通过某种变通的方法将直通校准件对测试的影响进行消除。对SOLT校准方法中对直通件的处理有以下几种处理形式： a.Flush Through 这是对直通件最简单但是也是最多被误用的处理方法。这种处理方法将直通件定义为一个S11=S22=0，S21=S12=1的微波器件，如同我们对直通件最常用的定义。但是，该定义仅仅在测试射频口为同种接头的一公一母时才能得到正确的校准结果，否则会导致测量插损时幅度与相位都会与真实值之间出现差异。后文将详细讲述这些差异。 b.已定义直通件 这里将直通件看作一小段接头回损极小的传输线，我们校准时充当直通件的适配器就符合这种处理方式。如果将这段传输线的时延以及损耗都进行定义，直通件的各项S参数也就随之确定，由此可以计算得到准确的误差项，并且在后续测试中得到准确的测试结果。 c.等同适配器替代 我们在进行校准时往往会使用一个公-公或者母-母的适配器作为直通件，为了在测试时去除这一转接器在损耗和时延上的影响，可以另外再准备一个公-母的适配器，并且使这一适配器的时延与损耗与校准时使用的适配器完全一致。测试时在某一端口上将这个适配器加上就可以去除校准时使用适配器的影响。 这也是很多校准件中采用的方法。如某家校准件中就包含了三个适配器（公-公、母-母、公-母），这三个适配器具有相同的损耗和时延，可以在测试和校准中进行替代。 d.使用Adapter removal方法 当某一双端口器件具有S21=S12这一特征时（对于适配器来说这一点必然成立），将该器件某一端口与已校准网分连接，在另一端口分别连接开路、短路及负载校准件的情况下测量某一端口的回损，这样就可以得到该器件的S参数情况。Adapter Removal就是使用这样的方法，在校准完成后将直通件测试所使用的适配器连接在某一端口上，然后再做一次单端口校准测试，得到适配器的S参数情况，由此可以算出准确的误差项，从而在后续测试中得到准确测试结果。这种处理方法常常在两端测试端口类型不一致时（如一端为同轴接口，另一端为波导口）采用。 SOLT校准对直通件处理的四种方案各有优缺点： Flush through处理是最简单也最常被采用的，但是这一处理方法也是被使用者误用最多的。使用者往往使用一个适配器作为flush through使用，这样不仅会将适配器的损耗计入被测件的插损中，还会因为时延没有考虑，使相位测量出现差错，导致对网分的源匹配和负载匹配的估计出现错误，在测量较大插损器件时会出现比较大的误差。
图2 误用flush through方案带来的差别
图2为将一个适配器当作flush through时产生的测量差错。图中迹线2为去除适配器影响后的测量结果，两条曲线之间的差异就是适配器的损耗。迹线1中出现的纹波来自于对适配器时延的忽略。
图3 忽略直通适配器损耗和时延后的测量结果
2）SOLR校准方法： SOLR校准方法中把直通校准件作为unknown through来处理，即直接把直通校准件的S参数也作为方程的未知数来进行求解，这样得到的结果将直通件的回损、损耗和时延都考虑进了误差项的求解，从而保证在后续测量中能够得到准确的测量结果。对于两端测试接口不同的测试场景来说，这种方法几乎是唯一能达到同时精确测量被测物全部S参数的方法。
在SOLR方法中对于直通件唯一的要求是互易，即S12=S21，大部分被动微波器件都满足这个要求。出于对校准后测试准确度的考虑，还会要求直通件插损不要太大，一般来说插损不超过20dB就可以保证相当好的测试精度。 实际在进行SOLR校准时，是将直通件S11、S22和S21^2作为未知数，通过测试所得方程组来进行求解。由于最后计算S21时可能有两个结果，两者之间存在相位差，因此需要对直通件的时延进行估计。 由于SOLR在校准后可以直接得出直通件的S参数，因此常常将被测物当作直通件使用，这样能够更准确的进行测试，减少测量时多次连接带来的误差。 SOLR虽然在校准算法上比SOLT更加复杂，但是对于实际操作来说由于不需要对直通件参数有明确定义，因此降低了校准时对操作要求，现代的矢量网络分析仪一般都推荐使用SOLR方法来进行校准。
回到本文开头提到的我司SP809A型矢网与某品牌插损存在差异的问题，这一差异完全来自不同校准方法在实际操作中的不同，特别的来自对SOLT校准中flush through处理方法的误用。当两台仪表采用同一校准方法后对一个全频段插损在1～3dB的器件进行测量，可以看到全频段插损测试差异在0.005dB到0.015dB之间（见图4），可以认为这样的差异来自两台仪表校准、测试连接过程中的带来的正常误差。
图4 SP809A与某品牌测量差异（100kHz～8.5GHz）
虽然对SOLT与SOLR两种校准方法之间确实存在一定的差异，但实际使用中，只要两种方法使用正确，那么对同一被测物进行测试都是可以得到一致的测试结果的。实际上，对于矢量网络分析仪而言，由于校准过程是确定测试时仪表对测试准确度产生影响的误差项的过程，在校准过程没有错误，所使用校准件参数一致的情况下，都能做到在校准后准确测量被测物的S参数，仪表本身的差异以及测量通道、接口参数的影响都可以在校准中消除，这些影响只对测量的稳定性产生作用。所以单单比较两台网分对同一被测物测量结果的差异其实并不能反映出仪表的性能好坏。那么对于网分来说，应该从哪些方面来评判其性能呢？
我们认为对于网分来说，在频率范围与软件功能满足测试需求的前提下，以下几个指标在评判性能时是需要特别注意的。首先是稳定性，如果网分内部参数随时间有较大变化，校准所得到的误差项就无法反映测试时的应有误差，从而导致测试结果与实际结果的差异随时间而改变，网分的测量结果随时间产生漂移，校准好的仪表过一段时间就必须要重新校准。其次是动态范围，它直接决定了网分的测量能力。对于某些高抑制比的器件，如滤波器等，动态范围小的仪表要么根本无法测试，要么需要减小中频带宽来降低底噪，从而降低测试速度。最后是迹线噪声，它反应的是每个频点上的测试噪声情况。减小中频带宽同样能降低迹线噪声，但同时也会降低测试速度。此外测试速度虽然不属于网分测试性能的核心指标，，但是对于某些应用场景，特别是生产场景非常重要，直接关系到生产效率的高低。
我们公司推出的SP809A矢量网络分析仪在以上这几个方面都有突出的表现。这台仪表10Hz中频带宽下的动态范围超过135dB，能对抑制超过110dB的微波器件进行快速测量。同时它还具有高度的稳定性，S21在48小时内测试值漂移小于0.03dB。迹线噪声水平也处于前列，传输迹线噪声小于0.002dBrms。此外，这台仪表的测试速度也极为突出，未校准情况下，100kHz中频带宽时201点扫描时间小于3.1ms。这台仪表对于滤波器、射频线缆、天线及多端口微波器件测试场景极为适用，能够帮助客户应对高强度测试环境的挑战。
参考文献： 1.Joel P. Dunsmore , Handbook of Microwave Component Measurements, Wiley publication 2.Ferrero, A. and Pisani, U. (1992) Two-port network analyzer calibration using an unknown ‘thru’. Microwave and Guided Wave Letters, IEEE, 2(12), 505–507 3.T. Reveyrand. Unknow Thru Calibration Algorithm, NVNA User’s Forum – INMMiC 2018 4.https://coppermountaintech.com/conducting-calibration-with-the-solr-unknown-thru-method/
5.Doug Rytting, Network Analyzer Error Models and Calibration Methods, http://www2.electron.frba.utn.edu.ar/~jcecconi/Bibliografia/04%20-%20Param_S_y_VNA/Network_Analyzer_Error_Models_and_Calibration_Methods.pdf
